電氣設備（如斷路器，電機或變壓器）的電流額定值，是指在某個電流下，器件本身達到的溫度可能損害器件可靠性和功能時的電流值。制造商雖然知道器件材料的溫度限值，但是他并不知道使用器件時的環境溫度。因此，他只能假設環境溫度。這就帶來了兩種后果：

• 每個電流額定值都與環境溫度相關（環境，散熱器，殼）。不考慮環境溫度而討論電流額定值是無意義的。

• 用來定義電流額定值的溫度可能與實際工作條件有關，也可能無關。如果有關，電流額定值可用于指示實際應用中器件的電流能力。如果器件的額定值是在典型工況時不會遇到溫度下定義的，它就無法提供應用中實際器件能力的信息。該值只能用來比較相似器件在相同溫度時的電流額定值。

電氣設備（如電機，斷路器）的電流額定值由各種協議和法規規定。其它器件，如變壓器，電阻和半導體的電流額定值都在數據手冊中進行了定義。因此，用戶必須核實器件能否在以下條件運行：

• 應用中出現最大電流時

• 最大環境溫度時

• 未超出數據手冊中規定的最高結溫

為了核實這3個要素，用戶必須進行“熱設計”。這可以是一項簡單的工作，或者是通過復雜的有限元分析得出結論。

此時，精明的讀者會意識到當他做熱設計時，就能找出實際應用中器件的電流額定值，而不需要制造商所提供的電流額定值。制造商提供的各個電流額定值僅用于表明器件的能力，并縮小選擇范圍。

熱設計對功率MOSFET非常重要，原因如下：

• 功率MOSFET的工作電流密度極大，且結溫和環境溫度相差極大

• 功率MOSFET的熱質量極小，且會在幾毫秒之內進入熱失控

因此，功率MOSFET必須進行散熱處理，且設計者須負責選擇散熱器或其它冷卻方法，即進行“熱設計”。

典型的功率MOSFET數據手冊包含了一個或多個“連續直流電流額定值”，通常由曲線圖補充，如圖1所示。這是基于以下假設：

• 功率MOSFET正在導通固定量的電流（無開關損耗）

• 在結里產生的熱量流入到無限散熱器

• 熱源和殼的溫度是恒定不變的。熱源（結）的溫度為最大值

圖 1.在器件封裝所允許的限值范圍內時，連續直流電流額定值與殼溫之間的函數關系(IRLS3036PBF)

在以上假設下，計算熱值的方程式可簡化為：

?T_JC  = P_d  x R_thJ-C

由于器件制造商事先不知道使用器件時的熱環境，因此他將管殼溫度用作參考點得出了電流額定值。

然而，在實際應用中，需考慮整個熱系統，因此以上簡化方程式轉變為：

T_J   = T_A  + (R_thJ-C  + R_thC-S  + R_thS-A) P_AV

其中：

T_J= 結溫              

T_A= 環境溫度

R_thJ-C= 結到殼熱阻抗                  

R_thC-S = 殼到散熱器熱阻抗               

R_thS-A= 散熱器到環境熱阻抗            

P_AV= 平均功率耗散

通常，可利用以上公式計算出半導體的連續直流電流額定值。MOSFET有一個獨特的特性：電流和功率耗散呈平方關系。因此，通過下列公式就可計算出電流額定值：

其中R_DS(on)是在額定T_Jmax時的導通電阻。R_thJC 是內部結到殼熱阻抗最大值，T_c是管殼溫度。其它功率器件的電流和功率耗散是非線性的關系，因此必須通過迭代過程確定其電流額定值。

在大多數應用中，功率MOSFET的管殼溫度高于80ºC。因此，功率器件的可用連續直流電流適用于80°和110°C之間的任意管殼溫度。這樣，管殼溫度和環境溫度之間有了足夠的差距，散熱器就能處理熱傳遞。25°C電流額定值是第一代雙極晶體管JEDEC遺留下來的標準值。

低壓MOSFET技術的進步降低了傳導損耗，使得封裝成為連續直流電流額定值的限制因素。圖1描述了這一點。 

前述討論的連續直流電流額定值只作為一個比較基準，給設計者帶來的直接用途很有限，原因如下：

• 功率晶體管一般運行在開關模式，其占空比大大低于100％。設計者真正感興趣的是在實際“開關”操作情況下的載流能力

• 在開關模式下操作時，功率晶體管產生開關損耗。必須通過計算得出這些開關損耗，并將其添加到傳導損耗

• 開關模式下功率器件的選擇取決于浪涌要求，而非連續直流電流額定值和載流能力

只要第三節描述的第2種情況和第3種情況有效，我們就可以使用基本的熱值方程式計算出結溫。此時假定我們已知系統的功率耗散和熱阻抗。

通常將功率耗散分成2部分：傳導損耗和開關損耗。功率MOSFET里的傳導損耗計算方法為I_rms²x R_DS(on)。不同波形的RMS內容可在附錄中找到。開關損耗可通過開關波形，柵極電荷或分析方法計算出。IGBT的傳導損耗和開關損耗計算方法更為復雜。

第3節基本方程式中的功率指“平均”功率，且只要操作頻率相對于系統熱慣量高，結果就有效。隨著操作頻率上升，結的熱質量消除瞬時溫度波動，且結更多地對平均功率損耗做出響應，而不是峰值功率損耗。頻率高于幾千赫茲，且占空比大于20％時，逐周期溫度波動縮小，且峰值結溫上升等于平均功率耗散乘以DC結至殼熱阻抗，誤差在一個或兩個百分點內。

當操作頻率很低時（幾十赫茲)，必須計算溫度紋波。下面將要討論的瞬態熱阻抗曲線描述了在低頻操作時如何計算溫度紋波。

在脈沖條件下，第3節描述的3個假設不再有效：

• 器件在穩態模式下不再導通電流

• 結里產生的熱量一部分到系統熱質量，一部分到環境

• 熱系統的各個點處的溫度在浪涌期間上升。

計算結溫的正確方法需考慮熱流的三維性質，如圖2所示。通常通過有限元分析完成它。由于導通電阻和溫度成函數關系，功率耗散會隨著時間增加，且在分析中必須考慮采用合理的功率MOSFET電氣模型。

圖 2.由于熱量流向三個維度，因此“結溫”只是一個粗略估算值。結和熱系統剩余部分的不同點溫度不同。

在很多應用中，結溫估算值就已足夠。此時，有兩種方法可以得出該估算值，具體如下：

瞬態熱阻抗

瞬態熱阻抗（或者更準確地說，叫熱響應曲線）如圖3所示，且在所有的數據手冊中可以查看。

圖3. 瞬態熱阻抗曲線。請注意這是SPICE仿真的熱參數(IRLS3036PBF)。

該曲線提供了給定時段內（x軸）浪涌的熱響應系數（y軸）。如上圖所示，熱響應系數（或熱阻抗）與導通時間t內的功率耗散（即導通脈沖內的功率，而非整個周期內的平均功率）相乘得出重復性結到殼溫峰值的上升值。功率耗散則可通過浪涌期間器件兩端的電壓和電流計算出。

請注意對于長脈沖（在圖3中約10ms），熱響應阻抗相等。

在有些數據手冊中，熱響應系數歸一化為1。這意味著該系數需進一步與數據手冊里的熱阻抗相乘。

瞬態熱響應曲線假定恒定的管殼溫度。這通常對短于1到5ms的脈沖有效，具體脈沖長度取決于封裝的熱質量。對于更長的浪涌脈沖，殼溫開始上升，結果就不是那么準確了。在空氣中或PQFN封裝下操作，殼溫最多上升1毫秒，該曲線不提供有用的信息。在這些情況下，必須采用有限元分析模擬整個熱系統。

對于大多數應用（短脈沖和顯著熱質量），如第3節描述，由于TC主要取決于平均功率耗散，因此它是可計算的。在穩態工作條件下，將溫度紋波疊加到平均管殼溫度，得到峰值結溫絕對值。

當結溫里的紋波很明顯時，瞬態熱阻抗曲線可用于計算重復率極低的功率脈沖的峰值溫度。合理的熱響應發生在x軸上的脈沖寬度與適當占空比曲線交叉處。如上所述，熱響應系數必須與脈沖期間的功率耗散相乘，然后再疊加到管殼溫度。

MOSFET傳導損耗與RMS漏電流的平方成比例。電流波形很少是簡單的正弦曲線或矩形，這可能在計算I_RMS的值時產生一些問題。對于那些可被分割成若干段，且能分段計算出其RMS值的波形，可通過下列等式和步驟確定它們的I_RMS。

通過下列公式可計算出任意波形的RMS值

下圖顯示了多個簡單的波形，以及代入上面的等式可計算出I_RMS的公式。

如果將下面各個圖中的波形進行組合可以得出大致令人滿意的實際波形，則可通過下列公式計算出波形的RMS值：

兩個波形不同時等于0時，以上內容成立。