碳化硅（SiC）MOSFET 的使用促使了多個應用的高效率電力輸送，比如電動車快速充電、電源、可再生能源以及電網基礎設施。雖然它們的表現比傳統的硅（Si）MOSFET 和 IGBT 更為出色，但驅動方式卻不盡相同，必須要在設計過程中進行縝密的思考。以下是一些 SiC 柵極驅動器的一些示例要求：
驅動供電電壓包含開通的正壓和關斷的負壓
共模瞬態抗擾度（CMTI）大于 100 kV/µs
最大工作絕緣電壓可達 1700 V
驅動能力可達 10 A
傳輸延遲時間和頻道不匹配時間小于 10 ns
主動米勒鉗位
快速短路保護（SCP）（小于 1.8 µs）
對于 SiC MOSFET 的一般驅動考慮
鑒于這些要求，需要考慮幾個柵極驅動器技術。磁耦合驅動器是一個相對成熟的技術，但是在磁場應用中也會成為一個令人關切的問題。電容耦合驅動器具備來自高電壓應力和改進后對外部磁場抗擾度的出色保護，同時以最低的延遲提供非常迅捷的開關。但是，這項技術仍然容易受高電場應用問題的影響。作為更為傳統的絕緣方式、光耦合非常有效并可提供出色的瞬變和噪音保護，但是由于曝光增加和 LED 特性，隨著時間推進會逐漸減弱。
隨著系統功率和頻率增加，柵極驅動功率要求也會提高。設計人員應確保驅動器具備足夠的驅動能力保證 MOSFET 完全導通。保持柵極驅動器內部 FET RDS(on) 處于低位以及更高的電流輸送和更快的開關速度，但是總驅動平均功率要求取決于開關頻率、總柵極電荷（以及任何其置于柵極上的電容）、柵極電壓擺動以及并聯 SiC MOSFET 的數量或 P =（Freq x Qg x Vgs(total) x N）。其中 P 是平均功率，Freq 是開關頻率，Qg 是總柵極電荷，Vgs(total) 是總柵極電壓擺動，N 是并聯數量。
開關時往往存在振蕩和過沖，正如圖 1 當中所示的那樣，所以需要特別關注器件的最大 VGS 額定值。對于開通/關斷時的驅動電源電壓選擇，推薦（15 V, - 3 V）以確保安全運行和長期可靠性。驅動電壓可以接受 ± 5% 的公差。對于帶有相對緊湊反饋控制的或帶有線性穩壓的輔助電源，± 5% 甚至 ± 2% 的公差是可以實現的。
▲ 圖 1：開關時顯示典型柵極驅動器電壓特點圖
SiC MOSFET 比 Si MOSFET 開關速度更快，所以 SiC 柵極驅動器的設計要求能夠承受更高 dV/dt 是非常關鍵的，因為這會對 MOSFET 造成振蕩和損壞。在硬開關應用中，SiC MOSFET 能夠產生超過 150 V / ns 的 dV/dt，所以推薦使用帶有高 CMTI 額定值的驅動器。
一些 PCB 布局建議及技巧
對稱的 PCB 布局對于并聯應用時降低驅動環路內的環流而言非常關鍵。另外，保證驅動回路和功率回路分開可防止串擾，而增加抑制效應（如柵極電阻器和鐵氧體磁珠）可以減小柵極振蕩。置于 MOSFET 柵極和源極之間的小型電容（100 pF 到 1 nF）可為高頻噪聲電流提供低阻抗路徑（見圖 2）。
▲ 圖 2：SiC MOSFET 抑制噪音和柵極震蕩演示
以下是需要考慮的一些附加布局相關的事項：
保證柵極驅動回路和功率環路分開，盡量不要有任何交疊。
由于 SiC 系統中的高 di/dt 和 dV/dt，寄生電感和電容能夠對性能和開關行為產生巨大影響。對降低寄生效應的一些建議：
當選用插件封裝 MOSFET 時盡量使用最短的引腳長度；
減小驅動芯片到 MOSFET 的距離；
在母線和功率地之間放置低阻抗的薄膜電容或者瓷片電容；
對于直流總線，使用較大的鋪銅面積；
避免開關節點和母線以及其他敏感信號的交疊；
讓高頻率磁性材料遠離敏感信號；
讓功率環路和柵極驅動器信號分開。
開關節點上的電容會增加損耗。
總線環路中的電感增加關閉時的電壓過沖。
柵極回路中的電感和電容降低開關速度和驅動電壓的控制。
并聯應用電感或電容的不同會導致不平衡。
并聯 MOSFET 可提升設計的功率
并聯 MOSFET 促使大功率設計成為現實（比如交錯并聯升壓轉換器）。當用一個驅動器驅動并聯 MOSFET 時，它們的柵極不應直接連在一起，而是將外置的驅動電阻單獨應用到每個 SiC MOSFET 的柵極。雜散電感（范圍介于 1 到 15 nH 之間）也可產生不平衡的震蕩電壓，但是增加柵極電阻和增加鐵氧體磁珠可以增加抑制效應，以幫助降低震蕩和開關損耗。并且在每個 SiC MOSFET 的驅動回路的 Kelvin source 添加一個 1 ? 電阻器可以大幅降低任何可能流動的高峰值電流，以及作為到 VGS 的自動反饋（見圖 3）。
▲ 圖 3：通過增加的柵極和源極電阻器來驅動并聯 SiC MOSFET
當使用模塊時，一些相同規則仍舊適用。當對模塊進行并聯時，設計人員可在分享的柵極驅動器和單獨的柵極驅動器之間進行選擇。分享柵極驅動器有助于消除不同驅動器之間的不匹配問題，但是很難對柵極驅動器進行對稱布局，特別是對超過兩個并聯模塊而言。
圖 4 顯示的是布局并聯 MOSFET 驅動器板的一些布局示例。
▲ 圖 4：并聯 MOSFET 設計的 PCB 布局示例
負驅動電壓保證更安全的運行并改善抗干擾度
通常情況下，MOSFET 在 0 V 時完全關閉。增加負柵極偏壓會改善抗干擾度并避免在橋式電路應用中出現誤開通，但是對于單端型功率轉換器，比如反激式、升壓或降壓轉換器，可以接受使用 0 V 關斷電壓。當使用圖騰柱拓撲時，高 dV/dt 和 di/dt 通常會導致串擾并能在柵極生成振蕩的電壓尖峰，因此負電壓關斷（比如 - 4 V）能防止誤開通，同時保證最大允許負壓 - 8 V 有足夠的余量。如果 PCB 布局已得到優化，只要沒有誤開通，負柵極偏壓可以接近 - 3 V 或 - 2 V（依次降低該偏壓可以降低體二極管的正向電壓）。
正、負柵極驅動電壓解決方案可通過多種方式完成。例如，專用 15 V / - 3 V 集成電源組件可以幫助降低部件數量，而在一個穩定的 18 V 輸出后加上電阻器和齊納二極管生成 - 3 V 可以提供更多的靈活性。另一個方案是使用帶有內置 DC/DC 控制器的柵極驅動器 IC，比如 Si8281。最后，通過使用推挽電路，比如來自德州儀器的 TIDA-01605，你可以定制你自己的完整解決方案（見圖 5）。
▲ 圖 5：利用 TIDA-01605 的推挽電路來生成用于 MOSFET 驅動器的 15 V / - 4 V
當 MOSFET 關斷時，在圖騰柱半橋設計中增加主動米勒鉗位可以大幅降低串擾（對于在 400 VDC 下使用 C3M0060065J 的對比，見 圖 6）。為實現更好的鉗位效果，驅動器須盡量接近 MOSFET，這樣雜散電感就會達到最小化。
▲ 圖 6：無米勒鉗位（左）和有米勒鉗位（右）的 MOSFET 驅動器對比
其他推薦測試和微調
保護你的設計免受過載電流（或短路）的影響是一個必須要考慮的問題，相較于電流分流器，大部分設計人員還是傾向于采用“退飽和”方式。雖然電流分流器能提供更精確的斷路電平，但它消耗了很多電力，同時需要大量的 PCB 空間。因此電流分流器更多用于需要準確的電流保護點的低功率應用。對于 SiC 來說，去飽和機制表現出色，因為它沒有引入額外的損耗并能夠用于大功率載荷/模塊。圖 7 顯示了用于 SiC MOSFET 的基于分流器和基于漏極電壓短路保護設計之間的差異。
▲ 圖 7：用于 SiC MOSFET 的基于分流短路保護和漏極電壓短路保護之間的對比
短路保護的設計非常重要，但是微調切斷參數卻非常棘手。設計人員須充分保護 SiC MOSFET，同時不允許任何誤動作。“去飽和”電壓水平須基于 MOSFET 的 RDS(on)，連同最壞情況下的條件，包括高溫、峰值電流和 RDS(on) 最大值進行選擇。應基于開關過渡時間和抗干擾度來選擇去飽和檢測時間，同時須考慮最壞情況下的條件，比如低電流以及大電流波動。為確保 SiC 裸片無有害效應，Wolfspeed 推薦以下保守建議： 打開后檢測時間為 250 - 500 ns，在檢測后軟停機持續時間為 400 - 1,500 ns，短路持續時間不超過 1 - 1.5 µs。
在大部分 SiC 模塊中，當器件仍處于波動（小于1 ms）且未飽和時，須檢測短路故障。不同于 IGBT，SiC 器件的故障可能必須在短路電流到達峰值之前才能檢測到?？蛇M行破壞測試來檢驗這個特性，比如圖 8 中所示的測試示例。這項測試包含 ADuM4177 柵極驅動器和 CAB450M12XM3 SiC 模塊（額定值為1,200 V / 450 A）。故障應在 550 ns 內得到檢測并在之后 360 ns 內停機。
▲ 圖 8：驅動器和 SiC MOSFET 破壞短路測試
總結
綜上所述，SiC 技術使高效率和高功率密度系統成為現實，但須通過多個策略進行驅動。柵極驅動器須具備足夠的驅動能力來降低損耗，且在足夠高的開關頻率下運行時，它必須具備高 CMTI、最低的寄生電感以及優化的去飽和檢測和軟停機特性。當布局 PCB 時，減小驅動回路寄生電感以防止串擾，同時使用被動組件，如電容和鐵氧體磁珠也可有效抑制干擾。同時對于并聯應用時，單獨的柵極電阻及對稱的 PCB 布局能保證均流。
